Interruptor lateral alto MOSFET de canal P

Estoy tratando de reducir la disipación de energía de un interruptor de lado alto MOSFET de canal P. Entonces mi pregunta es:

• ¿Hay alguna forma de modificar este circuito para que el MOSFET del canal P esté siempre "completamente encendido" (modo triodo / óhmico) sin importar la carga?

Edición 1 : ignore el mecanismo de encendido / apagado. La pregunta sigue siendo la misma: ¿cómo puedo mantener siempre V (sd) lo más pequeño posible (P-MOSFET totalmente encendido / modo óhmico), independiente de la carga para que la disipación de potencia del MOSFET sea mínima.

Edición 2: la señal conmutada es una señal de CC. Básicamente, el circuito reemplaza un botón de interruptor.

Edición 3: Voltaje conmutado 30V, corriente máxima conmutada 5A.

Conocer el voltaje que se cambia y la corriente máxima mejoraría en gran medida la calidad de respuesta disponible.

Los MOSFETS a continuación dan ejemplos de dispositivos que satisfarían sus necesidades a bajo voltaje (digamos 10-20V) a corrientes más altas de las que cambiaría en la mayoría de los casos.

No es necesario modificar el circuito básico, úselo como está con un FET adecuado, como se muestra a continuación.

En el estado estable en modo, el "problema" se aborda fácilmente.

• Un MOSFET dado tendrá una resistencia bien definida en un voltaje de accionamiento de puerta dado. Esta resistencia cambiará con la temperatura, pero generalmente en menos de 2: 1.

• Para un MOSFET dado, generalmente puede disminuir la resistencia al aumentar el voltaje de accionamiento de la puerta, hasta el máximo permitido para el MOSFET.

• Para una corriente de carga y un voltaje de accionamiento de compuerta determinados, puede elegir el MOSFET con la resistencia de estado más baja que pueda permitirse.

• Puede obtener MOSFETS con Rdson en el rango de 5 a 50 miliohmios a corrientes de hasta 10 A a un costo razonable. Puede obtener un valor similar de hasta 50 A a un costo creciente.

Ejemplos:

En ausencia de buena información, haré algunas suposiciones. Estos pueden mejorarse proporcionando datos reales.

Suponga que 12V se cambia a 10A. Potencia = V x I = 120 vatios.
Con un Rdson caliente de 50 miliohms, la disipación de potencia en el MOSFET será I ^ 2 x R = 10 ^ 2 x 0.05 = 5 vatios = 5/120 o aproximadamente el 4% de la potencia de carga.
Necesitaría un disipador térmico en casi cualquier paquete.
A 5 miliohms Rdson, la disipación en caliente sería de 0,5 vatios. y 0.4% de la potencia de carga.
Un TO220 en aire quieto manejaría eso bien.
Un DPak / TO252 SMD con un mínimo de cobre PCB manejaría eso bien.

Como ejemplo de un SMD MOSFET que funcionaría bien.
2.6 miliohms Rdson mejor caso. Digamos unos 5 miliohms en la práctica. 30V, 60A clasificado. $ 1 en volumen. Probablemente unos pocos $ en 1's. Nunca usarías el 60A, ese es un límite de paquete.
A 10 A, eso es una disipación de 500 mW, como se indicó anteriormente.
Los datos térmicos son un poco inciertos, pero suena como una unión de 54 C / Watt al ambiente en un estado estable de PCB FR4 de 1 "x 1".
Entonces, alrededor de 0.5W x 54 C / W = aumento de 27C. Diga 30C. En un recinto obtendrá una temperatura de unión de quizás 70-80 grados. Incluso en Death Valley en pleno verano debería estar bien. [Advertencia: ¡NO cierres la puerta del inodoro en Zabriski Point a mediados del verano!] [Incluso si eres una mujer y el infierno '

Hoja de datos AN821 adjunta a la hoja de datos - Documento excelente sobre problemas térmicos de SO8

Por $ 1.77 / 1 obtienes un dispositivo TO263 / DPak bastante agradable.
Hoja de datos a través de aquí incluye un mini NDA! Limitado por NDA: léalo usted mismo.
30v, 90A, 62 K / W con un mínimo de cobre y 40 k / W con un susurro. Este es un MOSFET impresionante en este tipo de aplicación.
Menos de 5 miliohms alcanzables en muchos 10 de amplificadores. Si pudieras acceder al dado real, posiblemente podrías arrancar un automóvil pequeño con esto como el interruptor del motor de arranque (especificado en 360A en los gráficos) PERO los cables de conexión están clasificados en 90A. es decir, el MOSFET en el interior supera ampliamente la capacidad del paquete.
Por ejemplo, 30A de potencia = I ^ 2 x R = 30 ^ 2 x 0.003 = 2.7W.
0.003 ohmios parece justo después de mirar la hoja de datos.

La carga no es el problema principal para mantener los Rds lo más bajo posible, es en los Vgs en los que necesita concentrarse.
Para un PMOS, cuanto menor es el voltaje de la puerta, menor Rds (como señala Russell, mayor Vgs absoluto ). Esto significa que en este caso el punto más bajo de las señales de entrada causará los Rds más altos (si es una señal de CA)

Entonces hay 4 opciones que vienen a la mente:

1. Baje el voltaje de la puerta (aumente los Vgs absolutos) tanto como sea posible (mientras se mantiene dentro de las especificaciones, por supuesto)

2. Aumente el nivel de CC de la señal (o reduzca la oscilación pk-pk)

3. Use un MOSFET de 4 cables (para que pueda polarizar el sustrato por separado de la fuente) para que el voltaje de la señal no afecte a los Rds.

4. El obvio que va con todo lo anterior: use un MOSFET con un Vth / Rds muy bajo

5. Si es una opción, el uso de un segundo MOSFET en paralelo reducirá la resistencia total a la mitad, por lo que la disipación de potencia se reduce a la mitad. Esto significa que la disipación de energía de cada MOSFET individual es 0.25 de la única versión de MOSFET. Esto supone una coincidencia de Rds ideal (los MOSFET tienen tempco positivo y los componentes del mismo lote estarán bastante cerca, por lo que estarán cerca) Esto marcaría una gran diferencia, por lo que puede valer la pena el espacio / costo adicional.

Para mostrar cómo Rds varía con la señal de entrada, eche un vistazo a este circuito:

Simulación:

La traza verde es la señal de entrada, y la traza azul es el MOSFET Rds. Podemos ver que cuando el voltaje de la señal de entrada cae, Rds aumenta, muy por debajo de un Vgs de ~ 1V (el voltaje de umbral para este MOSFET probablemente esté alrededor de este nivel)
Tenga en cuenta que el voltaje solo baja un poco al comienzo del giro del MOSFET. apagado; esto sucede muy rápidamente, incluso otros pocos milivoltios producirían Rds considerablemente más altos.

Esta simulación muestra que cuando el MOSFET se enciende por completo, la carga debería tener muy poco efecto:

El eje X es la resistencia de carga (R_load) y la traza azul es el MOSFET Rds en el rango de 1Ω a 10kΩ. Podemos ver que Rds varía en menos de 1 mΩ (sospecho que las transiciones bruscas son solo SPICE, pero el valor promedio debe ser razonablemente confiable) El voltaje de la puerta fue de 0V y el voltaje de entrada fue de 3VDC.