Interruptor MOSFET con tiempo de asentamiento rápido para cambiar el campo E

Aplicación: Tengo una malla de cobre (10 cm x 10 cm cuadrados) en una cámara de vacío conectada a un conector BNC por un cable de cobre de 24 cm de largo. El objetivo es cambiar el voltaje de malla (referenciado a tierra) de 8 V a ~ 0 V rápidamente. (Esto cambiará el campo eléctrico en la cámara, que es un mecanismo de control para nuestros experimentos de física atómica). Es esencial que aproximadamente 500 ns después de que comience la conmutación, la señal se establezca en <10 mV (~ <0.1%). La malla está flotando; No está terminado en la cámara.

Problema: hay una "joroba" en la parte inferior de mi pulso cuadrado invertido. Necesito aplanarlo.

Circuito: me he decidido por un simple circuito de conmutación MOSFET:

Descripción: El MOSFET ( ZVN2110A-ND , modo de mejora de canal N ) es impulsado por un controlador IRS2117PBF-ND , que emite un pulso positivo de 15 V. La línea base de este pulso de activación flota en V_S, que está unida a V_LO por una pequeña resistencia. La malla está conectada al punto B. El filtro de paso bajo de salida fue un intento de solucionar el problema. Todos los valores de resistencia se determinaron experimentalmente (es decir, inicialmente usando potenciómetros). El resultado fue cableado utilizando un estilo de "error muerto" en un tablero revestido de cobre.

Detalles de la sonda: para simular la malla, solde un cable de 24 cm a un trozo de placa perforada revestida de cobre y la conecté a la salida del circuito (Punto B). Probé la señal en la placa de rendimiento con una sonda Tektronix ( 500 MHz, 8.0 pF, 10MOhm, 10x ) en un osciloscopio Tektronix ( osciloscopio digital TDS3012 100 MHz ).

Observaciones: Cambia lo suficientemente rápido (aunque podría acelerarlo quitando el filtro), la amplitud y duración del timbre es tolerable, pero en la escala de tiempo ( esencial ) de microsegundos, hay una gran "joroba" y caída / caída de 20 mV (etiquetado en imagen por línea roja). Esto es inaceptablemente grande y hace que sea imposible realizar nuestros experimentos, que tienen lugar desde el momento del cambio hasta aproximadamente 10 microsegundos después del cambio.

Detalles de la aplicación: Usamos campos eléctricos para sintonizar resonancias atómicas en nuestros experimentos. Escanear el campo eléctrico aplicado a los átomos nos permite registrar un "espectro" de estas resonancias que muestran su ubicación y forma. Los anchos y separaciones de estas resonancias son del orden de 1-10 mV / cm (¡muy pequeño!). Para aplicar el campo eléctrico, colocamos los átomos entre dos piezas planas de malla de cobre, separadas por 1 cm. El campo E entre las piezas de malla de cobre es solo la diferencia de potencial entre las piezas de malla (la diferencia de 1 V equivale a un campo E de 1 V / cm, una conversión de 1 a 1). Al recopilar un espectro, muestreamos un valor de campo E cambiando al voltaje correspondiente y esperando unos microsegundos antes de la detección. Si el voltaje (y, por lo tanto, el campo E) se desplaza durante el período de muestreo más que el tamaño de las resonancias (<10 mV), la resolución se degrada hasta el punto en que nuestra imagen del espectro se vuelve borrosa más allá del reconocimiento.

Pensamientos adicionales: He considerado la posibilidad de que el MOSFET se esté calentando, cambiando así su resistencia de encendido (normalmente ~ 4 ohmios). Para probar esto, probé dos cosas: (1) colocando dos MOSFET en paralelo y (2) reemplazando el ZVN2110A con un MOSFET IRF1010EZ que tiene una resistencia de encendido mucho menor (100 mOhm). Ninguna de las dos cosas ayudó, la "joroba" sigue siendo de 20 mV y todavía dura unos pocos microsegundos. Me parece que aumentar la resistencia pull-up (como se sugiere en los comentarios) también podría ayudar, así que intentaré esto.

Actualización 1: He intentado aumentar la resistencia pull-up de 470 ohmios a 10 kOhms. No hubo efecto en la salida; todavía tiene la "joroba" de 20 mV después del timbre inicial.

Actualización 2: Desconectar el cable "maqueta" + malla del circuito y sondear el Punto B directamente no tiene ningún efecto en la señal medida.

Actualización 3: a continuación se muestran los rastros de los puntos correspondientes en el esquema anterior:

Parece que también aparece la "joroba" en el pulso de la puerta. El punto "D" justo cerca del FET no se ve diferente a sondear la malla.

Actualización 4: (1) aumenté la resistencia pull-up a 1kOhm, (2) eliminé la resistencia filtrante de 1000pF, (3) desconecté la malla, (4) agregué dos condensadores electrolíticos de 470uF "atasco" a los rieles, y (5) reemplazó el generador de impulsos por uno más rápido (Agilent 33250A). Nuevo esquema y trazas:

Incluso con un impulso de disparo más rápido para el controlador FET, el problema persiste. Las tapas de "jam can" parecen filtrar algunas oscilaciones de alta frecuencia, pero la "joroba" permanece.

Si nos fijamos en la frecuencia característica de la joroba es del orden de 100 de KHz. Lo único en ese circuito que tiene un polo dominante en ese rango serán las fuentes de alimentación. Mire el riel inferior y vea si se correlaciona con la joroba.

Apuesto a que la joroba, como la llamas, es causada por la capacitancia de la malla y la inductancia / impedancia del cable de 24 cm. Aquí hay algunas cosas para probar:

1. Reduzca la longitud del cable de 24 cm. Esto reducirá la inductancia / impedancia del cable y permitirá una descarga más rápida de la malla.

2. Haga el cable de 24 cm más grueso. El mismo concepto que el # 1.

3. Mueva el MOSFET justo al lado de la cuadrícula, dentro de la cámara. El mismo concepto que el # 1, pero llevado al extremo.

4. Cualquier cable que lleve la corriente de descarga de malla debe ser lo más corto y grueso posible. Esto incluye cualquier cable a tierra.

Algunos de estos, tal vez la mayoría, no serán prácticos durante las "operaciones científicas", pero vale la pena hacerlo de todos modos solo para ayudar a reducir el origen de esa joroba.

Puede ser instructivo saber qué estaba haciendo el voltaje (a) en la red, (b) en la resistencia conectada al punto "b", (c) justo en el drenaje del FET, y finalmente, (d) en La puerta de la FET. Puede ser inductancia / capacitancia en el cableado, pero podría ser el FET haciendo algo diferente a lo que esperamos.

Me pregunto si podría conducir la red directamente desde el IRS2117, ya que ni su voltaje ni su corriente son extremos. Un controlador de puerta está diseñado para controlar la carga capacitiva de la puerta del FET, y esta parece ser la naturaleza del problema original.

Finalmente, si tiene que ir al extremo, puede ser necesario algún tipo de esquema de bucle de control, donde tenga un suministro negativo y realmente impulse la salida negativa hasta que llegue a cero (esto extrae la corriente de las cuadrículas) ... luego trae un línea de retroalimentación desde la salida para controlar este circuito de conducción para que aplique la unidad correcta para obtener este comportamiento.

Editar : Acabo de notar V LO. ¿Qué voltaje es ese? Creo que la mayor parte de mi respuesta simplemente desapareció ...

En primer lugar, supongo que está midiendo la señal de interés en el punto B de su circuito.

En segundo lugar, supongo que ha calculado la constante de tiempo RC con la que tiene que lidiar su circuito: mis estimaciones son (para cables directos cortos fuera del sistema de vacío): C ~ 100pF, R ~ 600 Ohms, por lo tanto, t ~ 0.1usec. Para alcanzar el 0.1% de la señal se requieren ~ 7 constantes de tiempo o ~ 0.7usec.

Un problema con el circuito, como se indica, es que la capacidad de salida del MOSFET es de 25pF, la capacidad de entrada es de 75pF y la capacidad de transferencia es de 8pF. Además, la carga de la puerta que debe eliminarse es 1n Coloumb.

Como ha notado, la salida del generador de señal se transfiere a través del controlador a la entrada y luego a la salida del MOSFET. Además, la mayoría de los generadores de pulso no alcanzan un verdadero cero voltios en sus tiempos de caída nominales; el tiempo generalmente se especifica como el tiempo del 90% al 10%.

Una mejor solución es usar una compuerta CD4010UB para reemplazar tanto el controlador como el MOSFET: conecte el generador de señal a la entrada de la compuerta y la salida de la compuerta a la resistencia de 600 ohmios conectada al punto B. Lamentablemente, el '10 probablemente ya no esté disponible - No pude encontrar uno con una búsqueda.

La 'segunda mejor' parte sería el inversor hexadecimal CD4009UB (disponible en Digikey p / n 292-2030-J-ND $ 0.55).

El 'truco' es que la parte tiene conexiones de fuente de alimentación separadas para las secciones de entrada y salida de las puertas. La conexión de entrada (Vdd) debe establecerse en el voltaje más alto que necesitará en la salida y la conexión de salida (Vcc) debe establecerse de 0 a Vdd.

A pesar de la hoja de datos, he usado esta configuración con Vcc de -0.3V a Vdd sin ningún problema.

Tendrá que ajustar la resistencia de 600 ohmios para compensar la resistencia interna de la puerta - ~ 200 ohmios - o podría poner en paralelo las seis entradas de la puerta y sus salidas. Si no pone en paralelo las otras cinco puertas, debe conectar sus entradas a Vdd; no las deje flotar.

Existe una alta probabilidad de que esté midiendo la recuperación de sobrecarga de su osciloscopio. Considere la captura de pantalla del alcance a continuación:

El voltaje medido por la traza azul no existe . Como puede ver, en el lado izquierdo de la pantalla, el rastro se salió de la pantalla y recortó el opamp de alta velocidad dentro de la interfaz analógica del osciloscopio. Esto causa todo tipo de maldad, como calentamiento diferencial en la etapa de entrada, alteración de los puntos de polarización, etc. Como resultado, el amplificador operacional necesita varias decenas de milisegundos para asentarse ... increíble para un chip que tiene cientos de MHz de ancho de banda, isn no?

Lea las cosas de bonificación (fondo rosa) en este documento de Jim Williams:

http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an10f.pdf

No estoy diciendo que este sea el culpable, pero es probable. Cuando la traza se corta, incluso para un µs, no se debe confiar en el alcance. No se puede confiar en cualquier circuito lineal que se acorte o se acerque al recorte, incluso por un tiempo extremadamente corto (como 1ns), para la precisión o el ajuste hasta que estemos absolutamente seguros de que todo se ha enfriado, cada carga almacenada en cada condensador de integración ha vuelto al valor nominal valor, etc.

Esto incluye un amplificador operacional que entra en la limitación de la velocidad de rotación, por cierto. El tiempo de recuperación es el tiempo de asentamiento mencionado en la hoja de datos, y es mucho más largo después de la rotación que después de procesar un pulso limitado de rotación de la misma amplitud. ¡Tenga en cuenta que el tiempo de establecimiento especificado en la hoja de datos generalmente implica que el opamp NO se acortó!

Para medir su tiempo de establecimiento, necesitará medidas especiales, muy probablemente un interruptor analógico para permitir que el voltaje se mida a través de unas pocas decenas de nanosegundos DESPUÉS de que esté dentro del rango del alcance ...

También puede usar un opamp de buena precisión (especificado para un tiempo de asentamiento rápido y preciso, mucho más rápido de lo que está tratando de medir) y diodos limitantes en la red de retroalimentación. Disminuya la velocidad del cambio de MOSFET hasta que los picos no alteren el opamp.

Por la misma razón, la planitud de su pulso de salida del generador de impulsos no se puede medir con el osciloscopio.

http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an79.pdf

¡Que te diviertas! Cuando las notas de la aplicación Jim Williams necesitan ser traídas, ¡sabes que estás en problemas! Estos son temas muy delicados ...