Diseño de baja potencia: ¿cambiar el divisor de voltaje con un transistor?

Tengo un circuito divisor de voltaje muy simple para medir la resistencia de una resistencia de platino de 100 ohmios.

Quiero poder desconectar el circuito divisor de voltaje de la fuente de alimentación para ahorrar energía.

es posible?

---------------------------+3.3v
              |
              |
          Transistor----low/high
              |
              |
              R1
              |
              |-------to A/D pin
              |
              R2
              |
              |
----------------------------GND

Lo que sugiere es posible, pero debe tener en cuenta algunas trampas. El mayor problema es que el transistor no distorsione la medición. No proporcionó ningún requisito de precisión, pero supongamos que es un A / D de 10 bits y no desea que el transistor agregue más de 1 cuenta de error. En la escala de 3.3 V, un recuento de un A / D de 10 bits es 3.2 mV. Con las dos resistencias iguales, el transistor por lo tanto no puede caer más de 6.5 mV. Eso descarta por completo un transistor bipolar.

El canal AP FET puede hacer esto. Nuevamente, si desea que el transistor no agregue más de .1% de error, debe estar por debajo de 200 mΩ cuando las dos resistencias son iguales, y la mitad en el peor de los casos.

Se pueden encontrar FET de canal P de 100 mΩ, pero los FET de canal N son más abundantes y tienen mejores características, especialmente a estos bajos voltajes. En su lugar, usaría un interruptor del lado bajo del canal N:

El IRLML2502 está garantizado a 80 mΩ máx. A solo 2.5 V de la unidad de compuerta, por lo que agregará muy poco error. Si se requiere un error mucho más bajo, puede medir la parte inferior de R2 además del divisor de voltaje y luego la caída a través del interruptor puede explicarse en el firmware.

Adicional:

Ahora ha cambiado la pregunta diciendo que realmente está usando un circuito puente. Esto tenía sentido cuando la medición se mostraba con un movimiento de medidor analógico, pero es innecesario cuando se usa un microcontrolador moderno. Con un microcontrolador A / D normal, ya tiene un puente ya que el resultado A / D es radiométrico para el rango de la fuente de alimentación. En efecto, el otro lado del puente está integrado en el micro. Usar otro puente externo y una segunda entrada A / D solo agregará un error. Si está bien con una precisión de voltaje de .1% que sale del divisor, simplemente use el circuito de arriba.

Algunos microcontroladores tienen una línea de referencia de voltaje A / D negativa separada. Esto se llama línea Vref- en Microchip PIC, por ejemplo. Puede conducir Vref- desde la parte inferior de R2 para ignorar el voltaje a través de Q1. Sin embargo, verifique el rango válido del Vrefpin. Es posible que no se permita subir hasta Vdd. En realidad, este es un caso en el que puede utilizar la calificación máxima absoluta en lugar de los valores operativos. Cuando el circuito del sensor está apagado, solo le importa que el A / D no esté dañado, no que funcione correctamente. Por supuesto, si está utilizando A / D para otras cosas, este esquema no funcionará.

Más sobre puentes:

Se ha sugerido que un circuito "puente" es mejor en este caso y cancelaría cualquier voltaje caído por Q1 en el circuito de arriba. Este no es el caso, al menos no con mi interpretación del circuito "puente". Así es como creo que el puente está destinado a conectarse:

R1 es el sensor de resistencia variable que se está midiendo. R2, R3 y R4 son resistencias fijas con valores conocidos. SW1 es el interruptor que se usa para apagar este circuito cuando no se usa para ahorrar energía. Cuando se toma una medida, SW1 está cerrado. En este esquema, se supone que SW1 es un interruptor perfecto con R5 mostrado por separado para representar su resistencia.

El punto de un circuito puente es proporcionar un voltaje diferencial entre V1 y V2. Esto fue útil en medidores analógicos antiguos cuando el medidor requería una corriente significativa y podía conectarse directamente entre V1 y V2. Tenga en cuenta que el voltaje V1-V2 sigue siendo proporcional a Vdd. Este circuito no esindependiente de Vdd y, por lo tanto, no independiente del error aparente en el voltaje de alimentación causado por la corriente a través de R5. Los circuitos de puente son independientes de Vdd en un solo caso, y es cuando V1-V2 es cero. Es por eso que los viejos medidores analógicos que usaban circuitos puente los combinaban con una variable R3 calibrada con precisión. No utilizaría la medición de V1-V2 que se muestra en el medidor como una medición directa, sino más bien como retroalimentación de la configuración de R3 de modo que V1-V2 fuera cero. En ese caso singular, Vdd no importa, y tampoco lo hace la impedancia del medidor entre V1 y V2.

Lo que tenemos hoy aquí con las entradas A / D del microcontrolador es un caso totalmente diferente. Estos A / D no están configurados para la medición diferencial, y de todos modos no tenemos una forma confiable calibrada de variar R3. Sin embargo, podemos hacer mediciones de voltaje bastante precisas en relación con el rango de GND a Vdd .

Si R5 fuera 0, entonces el voltaje en V1 tendría una relación de Vdd dependiente solo de R1. Dado que tanto el circuito del sensor como el A / D en el microcontrolador producen y miden el voltaje relativo al rango GND a Vdd, el valor exacto de ese rango se cancela.

El único problema es cuando R5 no es cero y es desconocido en algún rango. Esto agrega un error desconocido a V1 incluso cuando se considera relativo al rango de Vdd. En efecto, el sensor está produciendo un voltaje de una fracción fija del rango de Vlow a Vdd, mientras que el micro lo está midiendo como una fracción fija de GND a Vdd. La forma más sencilla de lidiar con esto es garantizar que Vlow sea una fracción suficientemente pequeña de Vdd para que este error pueda ser ignorado.

Aparentemente, la sugerencia de utilizar un circuito puente es que medir tanto V1 como V2 permite cancelar este error. Si R3 y R4 son bien conocidos, entonces V2 es una función directa de Vlow, pero atenuada por el divisor R4, R3. Con alta precisión, se pudo medir V2, inferir Vlow y utilizar el resultado para corregir la lectura de V1. Sin embargo, no hay ninguna ventaja para el divisor R4, R3. Si necesita corregir Vlow, es mejor medirlo directamente. En ningún caso, medir V2 es mejor que medir Vlow directamente. Dado que es mejor medir Vlow y, por lo tanto, no necesitamos V2, no tiene sentido producir V2. Por lo tanto, R3 y R4 pueden eliminarse, sin dejar nada que pueda llamarse circuito "puente".

La pregunta muestra un divisor de voltaje de resistencia simple, pero en los comentarios dice que está usando un puente Wheatstone.

R5 es la resistencia del componente de conmutación. Las mediciones para ambas configuraciones serán influenciadas por R5. Para el divisor de resistencia:

$\mathrm{ V_1 = \dfrac{R2 + R5}{R1 + R2 + R5}V_{DD} }$

y está claro que un R5 más alto aumentará V1. Para el puente de Wheatstone tenemos:

$\mathrm{ V_{OUT} = \left( \dfrac{R3}{R3 + R4} - \dfrac{R2}{R1 + R2} \right)(V_{DD} - V_{LOW}) }$

dónde

$\mathrm{ V_{LOW} = \dfrac{R5}{R5 + \dfrac{(R1 + R2)(R3 + R4)}{R1 + R2 +R3 + R4)}} V_{DD} }$

Así también la salida del puente Wheatstone cambia cuando VLOW> 0. ¡ Tomar la diferencia no cancela VLOW! , excepto en la situación trivial donde V1 = V2.

Si R1 es un RTD Pt100 (detectores de temperatura de resistencia), que tiene una resistencia de 100.0 $\Omega$ a 0 ° C y 138,5 $\Omega$a 100 ° C. Asumimos que ese es el rango de medición requerido. Si las otras resistencias en el puente son 100$\Omega$el voltaje de salida será de 0 V a 0 ° C, y el más alto a 100 ° C. Podemos esperar que el error debido a R5 sea el más alto a 100 ° C.

El gráfico muestra el error de lectura en% debido a una resistencia R5 que varía de 0 $\Omega$ a 1 $\Omega$. El gráfico púrpura es para el divisor de resistencia, el gráfico azul para el puente Wheatstone. Wheatstone tiene un error más alto! Esto puede ser sorprendente a primera vista, pero puede explicarse fácilmente: las dos ramas del puente reducen a la mitad el 200$\Omega$de una rama, como el divisor tiene una. Eso significa que VLOW para el puente será el doble de alto.

El gráfico muestra el error en la lectura del voltaje de salida, tenemos que calcularlo de nuevo a un valor de temperatura. Este FET tiene un$\mathrm{R_{DS(ON)}}$ de 90 m$\Omega$máximo. Si calculamos nuestra lectura de 100 ° C como si la resistencia fuera cero, obtendríamos 99.90 ° C. Con este FET , con 22 m$\Omega$ $\mathrm{R_{DS(ON)}}$ nuestra lectura sería de 99.97 ° C.

Conclusión
La resistencia del interruptor influye en la lectura, pero será inferior al 0.1% cuando use un FET con$\mathrm{R_{DS(ON)}}$ <100 m$\Omega$.

(Imágenes esquemáticas tomadas nuevamente de Olin. Gracias, Olin)

Si ya usa un puente Wheatstone (como dice en el comentario), entonces está bien usar un interruptor MOSFET, ya que solo afectará el voltaje del modo común, y no la señal. Solo asegúrese de que no afecte su eventual reducción a cero.

El circuito debería ser algo como esto :

Por supuesto que es posible.

Pero seguramente no será apropiado para un circuito de medición. Dependiendo de$r_{DS}$de su MOSFET, tendrá una pérdida de precisión significativa. Considera que el$r_{DS}$ no es un valor estable ni preciso, y con frecuencia se especifica como un valor máximo.

Ahora viene la pregunta: ¿por qué usas un divisor de voltaje para medir una resistencia? Puede lograr una mayor precisión (y también puede usar un interruptor MOSFET sin pérdida de precisión) con un puente Wheatstone .

Otra nota al margen: es mejor usar un amplificador antes de enviar la señal de salida al ADC; de lo contrario, limitará en gran medida el rango dinámico de la señal y perderá precisión. Solo un amplificador no inversor con un Opamp de precisión (no 741 :)), riel a riel si desea evitar el suministro dual.

Sí, es posible: puede usar un MOSFET de canal P con fuente a Vdd, drenar a divisor y puerta a uC o lo que quiera controlar. También una resistencia pullup desde la puerta a la fuente (digamos 10K)
Luego, para encender, simplemente tire de la puerta a tierra, apague y deje que flote (configure el pin uC en Hi-Z)

Como se señaló, dependiendo de qué tipo de precisión esté apuntando, esto puede no ser el camino a seguir. Ciertamente no es la más precisa, pero si no te preocupa demasiado esto, entonces es la más simple.
Si selecciona un MOSFET con bajo Rds y verifica el mínimo / máximo, puede determinar fácilmente cómo puede afectar sus lecturas y decidir.

EDITAR: leyendo los comentarios, si está midiendo la temperatura del suelo y solo necesita una precisión de 0.5 ° C, creo que algo como el DS18B20 probablemente sería más adecuado y más fácil de usar que un PT100. Todo en un pequeño paquete con 2 o 3 cables para conectar. También puede obtenerlos en una conveniente carcasa impermeable en eBay: aquí hay un ejemplo .