¿Es este divisor de voltaje de sujeción para una entrada de alta impedancia un diseño bueno y robusto?


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Tengo una entrada de CA de la siguiente manera:

  1. Puede variar de ± 10V a al menos ± 500V continuamente.
  2. Funciona desde aproximadamente 1 Hz a 1 kHz.
  3. Necesita> 100 kΩ de impedancia, de lo contrario su amplitud cambia.
  4. Ocasionalmente puede desconectarse y someter el sistema a eventos ESD.

Cuando la entrada está por debajo de 20V, necesito digitalizar la forma de onda con un ADC. Cuando está por encima de 20V, puedo ignorarlo como fuera de rango, pero mi sistema no debe dañarse.

Dado que mi ADC necesita una señal relativamente rígida, quería almacenar en búfer la entrada para otras etapas (en esas, la polarizaré, la sujetaré de 0V a 5V y la alimentaré a un ADC).

Diseñé el siguiente circuito para mi etapa de entrada inicial para obtener una salida segura y fuerte que pueda alimentar a otras etapas:

esquemático

simular este circuito : esquema creado con CircuitLab

Mis objetivos son:

  1. Asegure> 100 kΩ de impedancia en la fuente.
  2. Cambie una entrada de ± 20V a aproximadamente una salida de ± 1.66V.
  3. Proporcionar una salida rígida.
  4. Maneje con seguridad las entradas continuas de alto voltaje (al menos ± 500V).
  5. Maneje eventos ESD sin descargar mucha corriente / voltaje en los rieles de ± 7.5V.

Aquí está mi justificación para el diseño de mi circuito:

  1. R1 y R2 forman un divisor de voltaje, reduciendo el voltaje en 12X.
  2. El diodo TVS reacciona rápidamente para proteger contra eventos ESD en la entrada, descargándolos a mi tierra fuerte, sin arrojar nada en mis rieles (débiles) ± 7.5V.
  3. El diodo TVS también maneja sobretensiones extremas (sostenidas ± 500V) derivando a tierra. Es pasado R1 para limitar la corriente en estos casos.
  4. D1 y D2 sujetan el voltaje dividido a ± 8.5V, por lo que no necesito un condensador de alto voltaje para C1 ; después de R1 , la corriente a través de ellos también es limitada.
  5. 12πR2C11 Hz
    C112π×1 Hz×220 kΩ=8μF
  6. fc=12πR3C2=36 kHz

¿Es este circuito óptimo para mis objetivos? ¿Puedo esperar algún problema con él? ¿Hay alguna mejora que deba hacer, o hay una mejor manera de lograr mis objetivos?


EDITAR 1

  1. Originalmente dije que esto necesitaba manejar ± 200V continuamente, pero creo que ± 500V es un objetivo más seguro.

  2. Para que el diodo TVS funcione como está, R1 necesita dividirse en dos resistencias, aquí R1a y R1b , como lo sugiere @ jp314 :

esquemático

simular este circuito


EDITAR 2

Aquí hay un circuito revisado que incorpora las sugerencias recibidas hasta ahora:

  1. Zeners a través de la fuente de alimentación ( @Autistic ).
  2. Resistencias que conducen a ellos ( @Spehro Pefhany ).
  3. Diodos BAV199 rápidos ( @Master ; una alternativa de menor fuga al BAV99 que sugirió @Spehro Pefhany , aunque con una capacidad máxima de alrededor de 2 pF en lugar de 1,15 pF).
  4. Diodo TVS en el frente y actualizado a 500 V ( @Master ), por lo que maneja solo eventos ESD, protegiendo R1 .
  5. Muy corto desde la salida del amplificador operacional hasta la entrada negativa ( @Spehro Pefhany y @Master ).
  6. Disminución de C1 a 10 μF ( @Spehro Pefhany ); Esto introduce una caída de voltaje del 0.3% a 1 Hz, que no es tan buena como la tapa original de 220 μF, pero facilitará el suministro del condensador.
  7. Se agregó una resistencia R6 de 1 kΩ para limitar la corriente a OA1 ( @Autistic y @Master ).

esquemático

simular este circuito


2
Su abrazadera no está tan mal. Coloque la resistencia digamos 10K en serie con la entrada pos opamp y tiene algo que no estropeará el chip. El TVS es cosmético en su posición actual.
Autista

¿Qué hace que el TVS sea cosmético allí? No lo mencioné en mi justificación, pero también estaba considerando algo como una entrada sostenida de ± 400V. Eso está fuera de especificaciones, pero si eso sucede, no quiero gravar mis rieles de ± 7.5V, que provienen de un pequeño suministro. (No quiero dañar eso tampoco.)
JohnSpeeks

Ponga zeners 8v2 en su pequeño suministro y pierda el TVS y nunca más se preocupe por la pérdida de precisión.
Autista

Desviar el sobrevoltaje a la fuente de alimentación es una idea terrible. Desenchúfelo a tierra y lo mismo ocurre con el bajo voltaje. Podría considerar un dispositivo de descarga de gas.
user207421

1
@EJP: creo que el problema de derivación se ha resuelto en la versión actual del circuito (que se muestra al final de la pregunta). Hay diodos Zener predispuestos que se utilizan para derivar tanto la sobretensión como la subtensión a tierra. El diodo TVS puede, por supuesto, sujetarse significativamente más rápido que un GDT, y como la fuente principal de voltajes ≫ 500V será ESD, parecía una mejor opción.
JohnSpeeks

Respuestas:


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Su D1 y D2 tomarán las sobretensiones de entrada, no el TVS: divida 220k en 200k + 20k, y coloque la porción de 20k entre el TVS y los diodos.

O simplemente use un zener de 4.7 V desde ese nodo a GND.


Me gusta la idea de dividir el 220K. Eso tiene sentido para mí. ¿Cómo funcionaría el diodo Zener? ¿No afectaría eso asimétricamente a la entrada de CA?
JohnSpeeks

2
Un zener afectaría asimétricamente las cosas: podría usar 2 zeners en back-back en serie, que pueden ser mejores que los diodos que tiene si tuviera la necesidad de limitar la entrada del opamp a menos del suministro.
jp314

3

No necesitas R3 / C2. La entrada de amplificador operacional no inversora 've' R2 (20K) en la ruta de CC de corriente de polarización (no 220K), por lo que el desplazamiento probablemente será insignificante si lo reemplaza con un corto. Si insiste en R3 / C2, consulte a continuación el cálculo.

El 220K representa una reactancia capacitiva de 0.7uF a 1Hz, por lo que creo que un condensador de cerámica de 10uF pequeño y económico (y sin fugas) estará bien, agregando, en cuadratura, aproximadamente el 7%, por lo que un efecto total de menos del 0.3% . Sin embargo, puede haber algunos efectos debido a la sujeción, por lo que es mejor investigar esto dependiendo de cómo se espera que se comporte exactamente . Cuando se sujeta, 've' el 20k en serie con la abrazadera de baja impedancia, por lo que la constante de tiempo es 11 veces más corta.

R1 es crítico para la confiabilidad, prácticamente todo el voltaje se cae a través de él, debe ser un tipo de alto voltaje, clasificado para soportar los transitorios que espere, especialmente si este voltaje de entrada proviene de la red eléctrica que puede significar un par de kV. Vishay VR25 puede ser adecuado (con plomo). No escatime aquí. A menos que los últimos centavos sean más importantes que la confiabilidad, tampoco soy un gran fanático del uso de resistencias ordinarias múltiples para este propósito: una parte con la clasificación adecuada debería estar bien a menos que necesite usar dos resistencias con clasificación adecuada en serie para una confiabilidad aún mayor .

Perdería el TVS y consideraría sujetarlo directamente con una derivación (como un par zener) o diodos de conmutación de baja capacitancia como un par BAV99 a derivaciones predispuestas, como Zeners o TL431 (con resistencias a los rieles de suministro). Este último tendrá mucha menos capacitancia que usar Zeners directamente y, por lo tanto, causará menos desplazamiento de fase a 1kHz, si eso es importante para usted. La corriente de sujeción es inferior a 1 mA a 200 V, por lo que no es muy exigente, siempre que R1 resista cualquier EMF al que esté sujeto. Ambas opciones que sugerí pueden sujetar fácilmente 100 mA, al menos por un breve tiempo.


R3 / C2 realmente no forman un filtro de paso bajo: R3 y la capacitancia de entrada del amplificador operacional forman un filtro de paso bajo, y C2 se elegiría idealmente para ser mucho más grande, por lo que si la capacitancia de entrada es 15pF, puede usar 1nF o algo así. Solo tendría problemas con 20K solo si tuviera un amplificador operacional extremadamente inapropiado (capaz de frecuencias muy altas) donde el cambio de fase resultante afectó la estabilidad y, por supuesto, un corto no tiene ese problema.


Se suponía que los dos "R2 / C2" en el primer párrafo eran "R3 / C2", ¿verdad?
JohnSpeeks

@ JohnSpeeks Sí, gracias, cambió. Necesito un monitor más grande (o mejor memoria), supongo.
Spehro Pefhany

¿Cambiaría su opinión sobre el diodo TVS si fuera probable que haya largos períodos (30 segundos o más) de ± 300 o ± 600 voltios? No sé exactamente qué tan alto va continuamente, ya que una instancia se midió en el campo con un osciloscopio que recortó la señal a ± 150V y extrapolando la forma de onda que supuse alrededor de ± 200V, pero también es posible que pueda ir más alto. Quizás debería editar la pregunta para dar un valor más alto allí.
JohnSpeeks

2
@JohnSpeeks 600VDC causaría 1.6W de disipación en la resistencia de 220K, por lo que es mejor tener una potencia nominal de un par de vatios, pero los reguladores de derivación o zeners que mencioné podrían manejar fácilmente 2.7mA continuamente, eso es solo 20mW a 7.5V. Dos resistencias VR68 de 1W en serie podrían manejar un transitorio de 20kV y 100mA no es demasiado difícil de sujetar. Los diodos TVS son buenos para cuando tienes una baja impedancia y tienes que absorber un gran pico de energía en los cientos de vatios, no son especialmente buenos para disipar energía continua. En este caso, no abre la puerta de la espiga para que no tenga que ser absorbida.
Spehro Pefhany

@Sphero Pefhany me he dado cuenta de que los televisores de diodos hojas de datos rara vez se dan las especificaciones para un funcionamiento continuo ... Su punto acerca de la disipación a través de R1 es bien recibida, como son sus sugerencias para resistencias. En teoría, podría aumentar el valor de R1 (y R2) para reducir la disipación a través de R1 (todavía usando algo como las resistencias VR25 / VR68), pero me preocuparía que eso pueda introducir nuevos problemas.
JohnSpeeks

2

esquemático

simular este circuito : esquema creado con CircuitLab

El P / N del OP AMP y los diodos en los esquemas no significan nada. Los diodos D3 D4 son un BAV199 o 2 uniones de puerta a canal de jFET MMBF4117. OA1 es OPA365. C3 debe seleccionarse para proporcionar una frecuencia de paso suficientemente baja para el filtro en C3, R1 / 2.

R2 y R3 son preferiblemente resistencias de película delgada precisas o incluso dos partes de una red de resistencias. Definen tu deriva cero.

R5 debe estar clasificado para un voltaje de 1 kV, puede usar varias resistencias 0603 en serie.

Y, para estar realmente seguro, puede agregar una resistencia de 1 kOhm entre la entrada no inversora de OPA365 y el punto medio de R1 R2. Ayuda a limitar la corriente de entrada si algo sale realmente mal.

El limitador de voltaje de alta potencia (como el diodo o varistor TVS) está conectado preferiblemente entre INPUT y GND. Su voltaje es de aproximadamente 600-800 V.


Voy a tener que pedir algunas de esas partes antes de poder crear un prototipo y compararlo con las otras opciones. ¡Manténganse al tanto!
JohnSpeeks

Desafortunadamente, la parte RC de eso (ignorando los diodos y el amplificador operacional) sale de la entrada alrededor de -1.44dB a 1 Hz (cortando la salida en aproximadamente un 15%): curva de respuesta de frecuencia . Aumentar el límite a 10 uF lo arregla y mantiene las cosas bastante planas a 1 Hz, pero luego lleva unos 30 segundos cargar el límite a través de las resistencias de 470k. (Y, por supuesto, disminuir eso no funciona, ya que sale de la respuesta de baja frecuencia nuevamente.)
JohnSpeeks

1
Lo siento por la respuesta tardía. Si. Es cierto, por supuesto. Pero tiene este problema con cualquier diseño del filtro de paso bajo. ¿Por qué necesitas C3? Puede ser DC acoplamiento es mejor?
Maestro

Ese es un muy buen punto. Podría hacer este DC acoplado. En mi aplicación particular, no hay posibilidad de compensaciones de CC, y tampoco me importa si la señal de salida está invertida. Entonces podría usar un amplificador operacional en una configuración de inversión para agregar el voltaje de compensación.
JohnSpeeks

1
¡Bien, es bueno saberlo! ¡Tus preguntas son bienvenidas!
Maestro

1

¿Qué tipo de OPA utilizas? Si es FET input OP AMP (corrientes de entrada por debajo de 100 pA), entonces no necesita R3 C2. Además, si no le importa la compensación de CC, es mucho mejor eliminar R3 C2.

No veo ningún valor en el diodo TVS 30 V. Absolutamente de acuerdo con @Autistic. Puede ponerlo directamente en paralelo a la entrada (antes de R1) y cambiarlo al tipo 500-700 V. Su función es: proteger R1 y otros componentes electrónicos de picos muy cortos de más de 800 V (no sé si su aplicación puede meterse en este tipo de problemas).

R1 debe estar clasificado para 1000 V o implementado como una serie de resistencias 0603 o más grandes, teniendo en cuenta las brechas de aislamiento.

En cuanto a la abrazadera "real": la idea de @Spehro Pefhany de BAV199 pre-polarizado (dos diodos de baja fuga en un paquete SOT) se ve mejor. No me importaría demasiado las corrientes a los rieles de alimentación: están limitados por 4 mA (800 V / 200 kOhms), probablemente sea menos que la corriente de la fuente de alimentación de un OP AMP que use.

¿Por qué no colocar R2 (creo que es un divisor de voltaje) antes de C1 y usar una resistencia muy grande (1 MOhm) en lugar de R2? Esto permite que C1 sea tan pequeño como pocos uF.


1
Debe tener en cuenta que la corriente de polarización de entrada de este OPA es tan grande como 1-4 nA a 70 C. Esto significa (para su diseño) que el voltaje de compensación adicional puede ser de hasta 200 uV, es mucho más alto que su voltaje de compensación "nominal". Este es un problema común de los AMPs jFET OP, no son adecuados para entradas de alta impedancia a temperaturas ligeramente altas.
Maestro

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Los modernos AMP BJT OP (AD8675) tienen una variación mucho menor de su corriente de polarización frente a la temperatura, aunque sus corrientes de entrada también son grandes (1 nA).
Maestro el

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¿Qué rango de voltajes de salida necesita?
Maestro el

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¿Por qué no utilizar Rail-to-Rail 5 V OPA? Almeja naturalmente a 0-5 V para ADC. Son mucho mejores para el rendimiento de entrada que los OPA de "alto" voltaje.
Maestro el

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Lo sentimos, "abraza naturalmente"
Maestro
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