Condensadores de acoplamiento de CA para interfaces diferenciales de alta velocidad

¿Puede explicarme por qué y dónde debo colocar los condensadores de acoplamiento de CA (generalmente alrededor de 0.1uF) en interfaces seriales diferenciales de alta velocidad (1 ... 5 GHz) (como SerDes para módulos Gigabit Ethernet SFP)?

Por lo que he leído, las tapas deben colocarse lo más cerca posible de los pines del receptor. Cualquier referencia legítima es bienvenida.

[CHIP1 RX+]--||-------------[CHIP2 TX+]
[CHIP1 RX-]--||-------------[CHIP2 TX-]
            0.1uF


[CHIP1 TX+]-------------||--[CHIP2 RX+]
[CHIP1 TX-]-------------||--[CHIP2 RX-]
                       0.1uF

Gracias de antemano

ACTUALIZAR:

Recibí una respuesta del fabricante de circuitos integrados y me aconsejó poner las tapas más cerca del transmisor. Entonces parece que el lugar real depende de cómo funciona el IC particular. Hace un tiempo, hubo un consejo completamente opuesto de otro fabricante.

Los condensadores de acoplamiento generalmente se colocan cerca de la fuente del transmisor.

De acuerdo con el Dr. Johnson, tenemos que calcular la distancia. La velocidad de propagación de las señales en la mayoría de los tipos de placa FR4 es aproximadamente c / 2. Esto equivale a alrededor de 170ps por pulgada para capas internas y más como 160 ps por pulgada para capas externas.

Usando una interfaz estándar que funciona a 2.5Gb / seg, el intervalo de la unidad es de 400ps, por lo que, de acuerdo con eso, deberíamos estar a menos de 200 ps del transmisor. Si esta interfaz se ha implementado en un IC, debe recordar que los cables de enlace son parte de esta distancia. A continuación se muestra un poco más de profundidad el problema.

En la práctica, los dispositivos de acoplamiento se colocan lo más cerca posible del dispositivo transmisor. Esta ubicación varía naturalmente según el dispositivo.

Ahora el condensador. Este es un dispositivo RLC a estas velocidades, y la mayoría de los dispositivos están muy por encima de la auto-resonancia en aplicaciones de varios gigabits. Esto significa que bien puede tener una impedancia significativa que es más alta que la línea de transmisión.

Como referencia, la autoinducción para algunos tamaños de dispositivo: 0402 ~ 0.7nH 0603 ~ 0.9nH 0805 ~ 1.2nH

Para solucionar problemas de dispositivos de alta impedancia (un problema importante en PCI express debido a la naturaleza del entrenamiento de enlace), a veces utilizamos los llamados dispositivos de geometría inversa porque la autoinducción de las partes es significativamente menor. La geometría inversa es justo lo que dice: un dispositivo 0402 tiene los contactos 04 separados, donde un dispositivo 0204 usa el 02 como la distancia entre los contactos. Una parte 0204 tiene un valor típico de autoinducción de 0.3nH, lo que reduce significativamente la impedancia efectiva del dispositivo.

Ahora a esa discontinuidad: producirá reflexiones. Cuanto más lejos esté esa reflexión, mayor será el impacto en la fuente (y la pérdida de energía, ver más abajo) dentro del rango de distancia de 1/2 del tiempo de transición de la señal; más allá de eso hace poca diferencia.

A una distancia de 1/2 del tiempo de transición o más lejos de la fuente, la reflexión puede calcularse utilizando la ecuación del coeficiente de reflexión ([Zl - Zs] / [Zl + Zs]). Si la reflexión se genera más cerca de modo que la reflexión efectiva sea menor que esto, efectivamente hemos reducido el coeficiente de reflexión y la energía perdida. Cuanto más cerca se encuentre cualquier reflejo conocido con respecto al transmisor, menos efecto tendrá en el sistema. Esta es la razón por la que las vías de ruptura bajo dispositivos BGA con interfaces de alta velocidad se realizan lo más cerca posible de la pelota. Se trata de reducir el efecto de los reflejos.

Como ejemplo, si coloco el condensador de acoplamiento (para el enlace de 2.5Gb / seg) a 0.1 pulgada de la fuente, entonces la distancia equivale a un tiempo de 17ps. Como el tiempo de transición de estas señales generalmente se limita a no más de 100 picosegundos, el coeficiente de reflexión es, por lo tanto, del 17%. Tenga en cuenta que este tiempo de transición equivale a artefactos de señalización de 5 GHz. Si colocamos el dispositivo más lejos (más allá del tiempo de transición / límite de 2), y usamos los valores típicos para 0402 100nH, tenemos Z (cap) = 22 ohmios, Z (seguimiento) aproximadamente 50 ohmios, y por lo tanto tenemos una reflexión coeficiente de alrededor del 40%. La reflexión real será peor debido a las almohadillas del dispositivo.

Primero, ¿por qué usarías el acoplamiento de CA? Del Dr. Johnson, aquí hay tres razones comunes por las que es posible que desee usarlas:

• Para cambiar el nivel de polarización de CC al interconectar familias lógicas con diferentes umbrales de conmutación.
• Para proporcionar una interfaz extraíble que pueda acortarse a tierra sin dañar los controladores de salida.
• Cuando se combina con señalización diferencial y acoplamiento de transformador, para conectar cajas sin requerir ninguna conexión de CC entre los dos chasis del producto.

La opción intermedia es una de las principales razones por las que hacemos esto con tarjetas extraíbles pcie, por ejemplo.

Ahora dónde colocar. Cualquier condensador de acoplamiento de CA que coloque en su línea de señal será un punto de impedancia más bajo y, por lo tanto, causará una reflexión negativa de regreso a la fuente. El hecho de que esta reflexión regrese y luego interfiera con otros bits está determinada por la velocidad de su señal y la distancia de este punto de reflexión desde su transmisor.

Nuevamente, de otro ejemplo de Johnson , sugiere que para evitar este ISI, debe colocar sus límites dentro de "mucho menos de 1/2 intervalo de baudios". Dado el ejemplo de un enlace de serdes de 10 Gbps con un tiempo de bits de 100ps, sugiere que daría una distancia de menos de 100mils. Luego explica además cómo podría reducir la capacitancia parásita de sus tapas y su punto de reflexión de baja impedancia.

Extender esta línea de pensamiento a 1.5Gbps con un tiempo de 667ps es un tiempo de alrededor de 4 o 5 pulgadas y tomar una décima parte de eso le da aproximadamente media pulgada. Eso me parece bastante conservador, pero ese es probablemente el punto. En la práctica, coloqué tapas de bloqueo para pcie directamente en el conector, pero nuevamente estoy agrupando el punto de reflexión de las tapas con el conector.

Su pregunta está realmente relacionada con la teoría de la línea de transmisión y cómo funcionan las reflexiones. Leer sobre eso, tal vez hacer algunas simulaciones si tiene acceso a una herramienta, o un simple experimento de tablero con tapas en diferentes ubicaciones debería ayudarlo a determinar el mejor enfoque para su aplicación.

¿Por qué agregaría condensadores de acoplamiento de CA a sus señales de alta velocidad? Añaden discontinuidades de impedancia que solo pueden dañar la integridad de la señal (?).

La RAZÓN de que el acoplamiento de CA se use en la señalización de alta velocidad (USB3 / PCIe / DisplayPort / ...) es para que los fabricantes de circuitos integrados puedan tener diferentes fuentes de alimentación que se adapten mejor a su arquitectura.

Por ejemplo, HDMI tiene 4 pares diferenciales. Cada señal se termina con 50 ohmios a 5V. Si diseña un IC con HDMI, también debe tener un suministro de 5V. Este es un serio dolor de cabeza que agrega costos y complejidad adicionales.

DisplayPort utiliza acoplamiento de CA en las señales de alta velocidad para que cada fabricante de circuitos integrados pueda utilizar la fuente de alimentación que mejor se adapte a sus necesidades.

El acoplamiento de CA tiene su propio conjunto de desafíos. Además de las discontinuidades que agrega el condensador de acoplamiento de CA, generalmente se requiere algún tipo de inicialización / equilibrio (generalmente una cadena de 0 y 1) para asegurarse de que el desplazamiento de CC se elimine de la línea antes de que comience la comunicación. Una vez que comience la comunicación, se debe tener cuidado para mantener la línea equilibrada enviando el mismo número de 0 y 1. (ver codificación 8b / 10b)

1) Primero debe calcular la impedancia total del condensador utilizando la fórmula:

Los fabricantes proporcionan los valores ESR y ESL (o simplemente usan una curva de impedancia en una hoja de datos para encontrar la impedancia a la frecuencia de interés). Una buena tapa de cerámica con bajo ESL puede tener alrededor de 0.5 Ohm a 1 GHz.

2) Si el valor es mucho menor que la impedancia característica de la línea, no importa dónde lo coloque en la línea: en el transmisor o el receptor.

Al agregar el condensador cerca de RX, si la impedancia es pequeña, está en serie con la resistencia de terminación (o lo que sea que esté en el RX) y no debe afectar materialmente la integridad de la señal (50 Ohm + 0 Ohm = 50 Ohm).

3) La ubicación ideal de la tapa es en el TX, ya que la señal reflejada se "sumará" a la señal transmitida. Mientras que en caso de posicionamiento en el RX, la señal reflejada puede agregarse a un siguiente símbolo (depende del tiempo de retraso de una línea) creando ISI.

Por lo tanto, en general, los requisitos de posición (en TX o RX) dependen de la frecuencia de interés y la impedancia total del condensador a esa frecuencia.

En caso de que, Z puede ser no mucho más pequeño que Z0. Para 1 GHz, la reactancia inductiva solo puede ser de alrededor de 6 ohmios (suponiendo 1 nH ESL, L * 2 * pi * f). Por lo tanto, para frecuencias tan altas (1 GHz y superiores), el límite debe estar idealmente ubicado cerca de TX, no cerca de RX.

Pero para frecuencias más bajas, cuando la impedancia del condensador puede descuidarse (en relación con Z0), el condensador puede colocarse en el lado RX (como se hace a veces en la práctica) sin daños materiales a la integridad de la señal.

ACTUALIZACIÓN
Para el caso de la "pequeña" Z, está claro desde arriba.

Para el caso de una Z "grande", una regla mejorada sería:
- para una terminación de fuente, coloque un condensador de acoplamiento en el receptor.
- para una terminación de carga, coloque un condensador de acoplamiento en el transmisor.
- para una terminación de fuente de carga (dual) no importa.

En particular, para un caso de terminación de fuente, la recomendación de colocar un condensador de desacoplamiento en el transmisor es incorrecta . Z está en serie con Z0 (agregado). Hay un impacto negativo directo en la reflexión. Mientras que si Z está en el receptor (suponiendo que esté cerca de él), no hay ningún efecto negativo (Z se agrega a una resistencia de carga grande, Z + infinito = infinito).