Capacidad de la puerta frente a la carga de la puerta en FET n-ch, y cómo calcular la disipación de potencia durante la carga / descarga de la puerta

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Estoy usando un controlador MOSFET ( TC4427A ), que puede cargar una capacitancia de puerta de 1nF en aproximadamente 30ns.

El MOSFET N-ch dual que estoy usando (Si4946EY) tiene una carga de puerta de 30nC (máx.) Por fet. Solo estoy considerando uno por ahora, ya que ambos en el dado son idénticos. Estoy conduciendo la puerta a 5V. (Es un nivel lógico fet.)

¿Esto significa que puedo aplicar Q = CV para calcular la capacitancia? C = 30nC / 5V = 6nF. Entonces mi conductor puede encender la puerta completamente en aproximadamente 180ns.

¿Es correcta mi lógica?

La resistencia de la puerta del MOSFET se especifica a un máximo. de 3,6 ohmios. ¿Tendrá esto algún efecto en los cálculos anteriores? El controlador tiene una resistencia de 9 ohmios.

¿Hay alguna diferencia significativa para cuando la puerta se descarga en lugar de cargarse? (apagando el fet.)

Como una pregunta secundaria, durante los años 180 el fet no está completamente encendido. Entonces, Rds (no muy activado) es bastante alto. ¿Cómo puedo calcular cuánta disipación de energía ocurrirá durante este tiempo?

mosfet efficiency

— Thomas O
fuente

Parece que su tiempo de cambio estará limitado por el retraso y el tiempo de cambio del chip del controlador. Hay poca diferencia entre encendido y apagado, la etapa de salida del chip del controlador es un controlador de tótem. Puede acelerar el tiempo de apagado con un diodo. 30-40 ns es un tiempo muy corto :-) Si le preocupa la disipación de energía, debe calcular con qué frecuencia cambiará.

— Morten

@morten: el OP habla de conducir un FET: ¿pensé que la aceleración del diodo solo se aplica a conducir un BJT?

— davidcary

La recompensa se otorgará a la primera respuesta que responda a todas mis preguntas: tiempo de activación, efecto de la resistencia de la puerta y del conductor, simetría de descarga / carga y Rds (no del todo activado)

— Thomas O

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Como el endolito dice que hay que mirar las condiciones para los parámetros. los 30nC son un valor máximo para = 10V. El gráfico en la página 3 de la hoja de datos dice típicamente 10nC @ 5V, luego C = $V_{GS}$ = 2nF. Otro gráfico también en la página 3 da un valor de 1nF para $\frac{10nC}{5V}$ $C_{ISS}$ . La discrepancia se debe a que la capacitancia no es constante (es por eso que dan un valor de carga).

La resistencia de la puerta tendrá una influencia. La constante de tiempo de la puerta será (9 + 3.6 ) 2nF = 25ns, en lugar de 9 $\Omega$ $\Omega$ $\times$ $\Omega \times$ 2nF = 18ns.

En teoría, habrá una ligera diferencia entre encender y apagar, porque al apagarlo se comienza desde una temperatura más alta. Pero si el tiempo entre encendido y apagado es pequeño (mucho margen aquí, hablamos de decenas de segundos) la temperatura es constante y la característica será más o menos simétrica.

Sobre tu pregunta secundaria. Esto generalmente no se da en las hojas de datos, porque la corriente dependerá de , y temperatura, y los gráficos de 4 dimensiones no funcionan bien en dos dimensiones. La única solución es medirlo. Una forma es registrar gráficos y entre apagado y encendido y, multiplicar ambos e integrar. Esta transición normalmente ocurrirá rápido, por lo que probablemente solo pueda medir en unos pocos puntos, pero eso debería darle una buena aproximación. Hacer la transición más lentamente producirá más puntos, pero la temperatura será diferente y, por lo tanto, el resultado será menos preciso. $V_{GS}$ $V_{DS}$ $I_D$ $V_{DS}$

— stevenvh
fuente

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La especificación en la hoja de datos dice V _GS = 10 V, entonces no. Sería C = 30 nC / 10 V = 3 nF. Pero este es un máximo absoluto.

En lugar de un único valor de capacitancia, que spec la capacitancia como un gráfico en la página 3. Los significados de c _ISS c _RSS y c _oss se dan en este documento figura 5. Creo que más importa a c _ISS , que es de aproximadamente 900 pF De acuerdo a la tabla.

— endolito
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-1 usando Ciss, Crss, Coss para determinar la capacitancia de la puerta para determinar las pérdidas de conmutación es incorrecta. Ciss, Crss, Coss es la capacitancia de entrada / salida de señal pequeña

— JonRB

@Naib: ¿En qué se diferencia la capacitancia de la señal grande y dónde encontrarías una especificación?

— endolito

Bueno, Ciss, Crss, Coss se hace con un Vgs = 0V a alrededor de 1MHz ... Qgate y, por lo tanto, Cgate nunca debe calcularse a partir de las cifras de capacitancia de entrada IGBT o MOSFET, estos son solo 1er orden aproximadamente de la curva de carga de la puerta alrededor del origen. La curva de carga de la compuerta de los dispositivos de conmutación es altamente no lineal (fig. 5). Ese período plano es la placa de molienda y aparece como un condensador inf. La primera sección lineal de la curva de carga se encarga de cargar la fuente de la compuerta, el período plano es contrarrestar el condensador molinero (drenaje de la compuerta).

— JonRB

@JonRB, ¿qué utilizarías para obtener una estimación de la capacitancia de entrada? Parece que Ciss solo sería una estimación válida para Vgs desde 0 hasta justo antes de alcanzar el voltaje de meseta. ¿Y por qué nos dan Ciss si podemos usar la carga de la puerta para obtener una aproximación mucho más cercana?

— Big6

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Haciendo referencia a esta nota de la aplicación Fairchild sobre el cambio de MOSFET , esta nota de Infineon sobre la figura del mérito , esta nota de IR y mi propia experiencia:

$Q_g$ cuantifica la carga total de la puerta, que se compone de algunos elementos agrupados:

$Q_{gs}$ (puerta a fuente)
$Q_{gd}$ (puerta a desagüe)

En términos de calcular cuánta potencia se disipa al encender el MOSFET, puede usar la relación Q = CV para determinar la capacitancia efectiva de la puerta. El fabricante a menudo también publica esta cifra como $C_{iss}$ .

The IR note sums up switching loss quite nicely. During the $Q_{gs}$ interval, the MOSFET starts conducting ( $I_D$ ramps up and $V_{DS}$ stays high). During the $Q_{gd}$ interval, the MOSFET gets saturated ( $V_{DS}$ falls). The best way to see the loss is, as was previously suggested, to measure $V_{DS}$ and $I_D$ . This EETimes article describes how to mathematically calculate the switching loss for a variety of conditions, which I will not elaborate on here.

The MOSFET gate resistance is added with whatever external resistance you have to determine the charging current. In your case, since you're only charging to 5V, you will not max out the current capability of your driver.

Descargar la puerta es relativamente idéntica a cargarla, en la medida en que los umbrales siguen siendo los mismos. Si el umbral de encendido es de 4 V, y usted carga a 5 V, puede imaginar que habrá una pequeña asimetría en el tiempo de encendido frente al tiempo de apagado ya que solo está descargando 1 V para obtener el apagado vs. 4V para encender.

Según el comentario anterior, es bastante común ver redes de resistencias y diodos en los circuitos de impulsión MOSFET para adaptar las corrientes de carga de encendido y apagado.

— Adam Lawrence
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disipación de potencia durante el encendido y apagado

Puede pensar que el transistor que se calienta durante esas transiciones tiene algo que ver con los voltajes internos, las corrientes y las capacitancias del transistor.

En la práctica, siempre que encienda o apague un interruptor lo suficientemente rápido, los detalles internos del interruptor son irrelevantes. Si saca el interruptor por completo del circuito, las otras cosas en el circuito inevitablemente tienen cierta capacitancia parásita C entre los dos nodos que el interruptor enciende y apaga. Cuando inserta un interruptor de cualquier tipo en ese circuito, con el interruptor apagado, esa capacitancia se carga hasta cierto voltaje V, almacenando CV ^ 2/2 vatios de energía.

No importa qué tipo de interruptor sea, cuando enciende el interruptor, todos los CV ^ 2/2 vatios de energía se disipan en ese interruptor. (Si cambia muy lentamente, entonces quizás se disipe aún más energía en ese interruptor).

Para calcular la energía disipada en su interruptor mosfet, encuentre la capacitancia externa total C a la que está conectada (probablemente en su mayoría parásita) y el voltaje V que los terminales del interruptor cargan hasta justo antes de que el interruptor se encienda. La energía disipada en cualquier tipo de interruptor es

E_turn_on = CV / 2

en cada encendido.

La energía disipada en las resistencias que conducen la puerta de su FET es

E_gate = Q_g V

dónde

V = la oscilación del voltaje de la puerta (según su descripción, son 5 V)
Q_g = la cantidad de carga que empuja a través del pin de la puerta para encender o apagar el transistor (de la hoja de datos FET, es de aproximadamente 10 nC a 5 V)

La misma energía E_gate se disipa durante el encendido y nuevamente durante el apagado.

Parte de esa energía E_gate se disipa en el transistor, y parte se disipa en el chip del controlador FET; por lo general, utilizo un análisis pesimista que supone que toda esa energía se disipa en el transistor, y también toda esa energía se disipa. en el controlador FET.

Si su interruptor se apaga lo suficientemente rápido, la energía disipada durante el apagado suele ser insignificante en comparación con la energía disipada durante el encendido. Podría colocar un límite en el peor de los casos (para cargas altamente inductivas) de

E_turn_off = IVt (peor de los casos)

dónde

I es la corriente a través del interruptor justo antes del apagado,
V es el voltaje a través del interruptor justo después del apagado, y
t es el tiempo de conmutación de encendido a apagado.

Entonces el poder disipado en el fet es

P = P_conmutación + P_on

dónde

P_switching = (E_turn_on + E_turn_off + 2 E_gate) * switching_frequency
frecuencia_conmutación es el número de veces por segundo que realiza un ciclo del interruptor
P_on = IRd = la potencia disipada mientras el interruptor está encendido
I es la corriente promedio cuando el interruptor está encendido,
R es la resistencia en el estado del FET, y
d es la fracción del tiempo que el interruptor está encendido (use d = 0.999 para las estimaciones del peor de los casos).

Muchos puentes H aprovechan el diodo del cuerpo (generalmente no deseado) como un diodo de retorno para atrapar la corriente de retorno inductiva. Si lo hace (en lugar de utilizar diodos de captura Schottky externos), también deberá agregar la potencia disipada en ese diodo.

— davidcary
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